eng
TS_pub
technospheramag
technospheramag
ТЕХНОСФЕРА_РИЦ
Выпуск #9/2018
Ларионов А. В., Буякова О. Н., Сысоева О. В.
Высокоскоростной приемник с адаптивной подстройкой фазы вспомогательного тактового сигнала для каналов с большим коэффициентом затухания
Высокоскоростной приемник с адаптивной подстройкой фазы вспомогательного тактового сигнала для каналов с большим коэффициентом затухания
Просмотры: 3461
В данной статье предложена методика, позволяющая найти оптимальное положение фазы вспомогательного тактового сигнала приемника. На основе этой методики реализован контроллер и встроен в приемник. Результаты моделирования показали увеличение раскрытия восстановленной глазковой диаграммы на 1,8 % от единичного интервала по горизонтали и на 38 мВ по вертикали для 10 Гб/c потока данных, прошедшего через канал с затуханием −23 дБ на частоте 5 ГГц. Приемник реализован по технологии КМОП 65 нм и работает от номинального напряжения 1 В.
УДК 621.391.31
DOI: 10.22184/1993-8578.2018.82.300.306
УДК 621.391.31
DOI: 10.22184/1993-8578.2018.82.300.306
Теги: decision-feedback equalizer equalizer receiver sign-sign least mean square transceiver бинарный алгоритм наименьших средних квадратов приемник приемопередатчик решающая обратная связь эквалайзер
ВВЕДЕНИЕ
Электрический сигнал, передаваемый от передатчика к приемнику по кабелю или печатной плате, деградирует в результате целого ряда причин. Основные физические эффекты, влияющие на сигнал, — это скин-эффект, абсорбция диэлектрика, отражения, перекрестные помехи, электромагнитные взаимодействия. Степень деградации передаваемого сигнала варьируется в зависимости от величины этих эффектов в канале. Следовательно, приемник, основная задача которого восстановить целостность входного сигнала и синхронизовать его с внутренней тактовой системой, должен обладать широким диапазоном толерантности к вышеописанным физическим эффектам. Для достижения этой цели приемник содержит целый ряд адаптивных алгоритмов [1–4], осуществляющих его подстройку под конкретный канал.
Затухание сигнала в канале приводит к возникновению межсимвольной интерференции (МСИ). Для компенсации МСИ приемник содержит в своем составе набор управляемых эквалайзеров. Чем больше МСИ и скорость входных данных, тем актуальнее точность расчета коэффициентов эквалайзеров. Цель работы — повысить точность расчета коэффициентов эквалайзеров приемника.
Важный фактор влияния на точность коэффициентов — подход к фиксации данных на входе первых защелок приемника. Существует два основных подхода. В первом случае [1–2] приемник осуществляет выборку в моменты переходов данных из нуля в единицу и обратно (edge-based equalization). Поскольку эта выборка и так требуется для восстановления синхронизации между входными данными и тактовым сигналом приемника, этот подход экономит значительную мощность. Однако горизонтальный дребезг входного сигнала наряду с МСИ содержит целый ряд дополнительных источников шума, что влияет на точность расчета. Второй подход [3–4] основан на сравнении вертикального размаха данных с перестраиваемым эталонным напряжением (level-based equalization), что позволяет фиксировать более актуальную информацию, поскольку вертикальный шум меньше. Хотя этот подход более энергоемкий, он более эффективен для каналов с большим коэффициентом затухания.
На точность коэффициентов также влияет положение синхросигнала, осуществляющего выборку. В [5] предложен метод поиска оптимального положения фазы синхросигнала. Однако алгоритм обработки данных для расчета коэффициентов эквалайзеров приемника в данной работе основан на сканировании контура глазковой диаграммы (BER-based receiver). Данный алгоритм не позволяет использовать эквалайзер с решающей обратной связью (DFE) выше 1-го порядка, поскольку расчет коэффициентов для более высоких порядков не очевиден. Это уменьшает толерантность приемника к возможным нелинейностям в канале, ограничивая в применении.
В параграфе 2 подробно формулируется проблема, а также представлена методика ее решения. В параграфе 3 описана общая архитектура приемника и аппаратная реализация контроллера для адаптивной подстройки фазы вспомогательного тактового сигнала. В параграфе 4 представлены результаты моделирования и сравнительный анализ полученных данных.
ПРОБЛЕМА И МЕТОДИКА ЕЕ РЕШЕНИЯ
Для понимания сути проблемы необходимо рассмотреть работу DFE эквалайзера, центрального узла приемника, имеющего в своем составе первые защелки на пути входного сигнала. На рис. 1 показана схема высокоскоростного DFE [6], используемая в приемнике. С целью увеличения скорости обработки данных эквалайзер содержит два параллельных идентичных конвейера, работающих на половинной частоте (half-rate). Один — для обработки четных (EVEN), другой — для обработки нечетных (ODD) импульсов входной последовательности данных. Для простоты опишем работу только конвейера EVEN.
Сигнал z(n), имеющий определенную порцию МСИ, поступает на вход DFE, где n промежуток времени, соответствующий одному единичному интервалу UI (Unit Interval). Для EVEN конвейера интересны только четные данные z(2n). Выходной сигнал сумматора weven(2n) — это восстановленный сигнал, полученный путем вычитания продукта обратной связи из входного сигнала:
Eqn001.eps
где h(k) — весовые коэффициенты для каждого порядка эквалайзера.
Для подстройки весовых коэффициентов требуется определить ошибку e(n). С этой целью в эквалайзер встроены компараторы, выполняющие сравнение текущего уровня выходного сигнала сумматора с пороговым уровнем h(0). Поскольку система является высокоскоростной, с целью снижения нагрузки на сумматоры каждый конвейер имеет только один компаратор. Конвейер EVEN проводит проверку для позитивных данных (единиц), а конвейер ODD для негативных данных (нулей). С этой целью на вход компаратора в конвейер EVEN пороговый уровень h(0) подается прямо, а в конвейер ODD инверсно. Уравнение для определения ошибки в EVEN конвейере:
Eqn002.eps
На рис. 2 показана диаграмма сигналов конвейера EVEN после сходимости всех алгоритмов приемника. Информация фиксируется тремя синхросигналами. CLKD фиксирует сигнал deven(2n) по центру, формируя исходные переданные по каналу данные. CLKB фиксирует сигнал deven(2n) в моменты переключений, формируя данные, необходимые для синхронизации входного сигнала с внутренней тактовой системой. CLKA фиксирует сигнал eeven(2n) по центру, формируя данные необходимые для восстановления целостности входного сигнала. В момент выборки CLKD размах сигнала deven(2n) будет соответствовать эталонному уровню h(0), а в момент выборки CLKA размах сигнала eeven(2n) будет равен нулю.
Из рис. 2 видно, что неправильная позиция вспомогательного синхросигнала CLKA вызовет ошибку Δe. Следовательно, значения весовых коэффициентов h(k) будут не оптимальны, снижая эффективность системы по восстановлению целостности входного сигнала. Существует целый ряд причин, приводящих к возникновению ошибки: 1) положение синхросигнала CLKA определено квадратурой к CLKB, то есть фазы сдвинуты друг относительно друга на 90°. Квадратура может быть нарушена, например, в силу технологического разброса, как показано на рис. 3; 2) истинность фазы CLKB также не гарантирована. В работе [7] демонстрируется смещение CLKB от идеального значения. Причина в возможном асимметричном распределении детерминированного джиттера входного сигнала; 3) задержка компаратора и буфера на рис. 1. не идентичны. Время распространения от weven(2n) к deven(2n) и eeven(2n) может быть различным; 4) возможна корреляция данных к помехам на глобальных шинах «земли» и «питания». Это может вызвать асимметрию дифференциального сигнала.
Методика поиска оптимальной фазы вспомогательного синхросигнала CLKA, предложенная в данной работе, основана на мониторинге порогового уровня h(0). Ошибка Δe на рис. 2. приводит к тому, что регистрируемая системой величина МСИ входного сигнала z(n) будет казаться больше, чем есть на самом деле. Суммарное значение h(k) будет завышено, а значение h(0) занижено. Суть методики сводится к поиску максимального значения hMAX(0) путем принудительного варьирования фазы CLKA в диапазоне, перекрывающем возможное отклонение от идеальной позиции. Положение фазы CLKA, при котором пороговое напряжение h(0) будет максимальным, означает, что ошибка e0 минимизирована и коэффициенты h(k) приближены к оптимальному значению. При таком подходе исчезает зависимость значения коэффициентов h(k) от: 1) соотношения фазы CLKA к фазе CLKB, 2) положения фазы CLKB к входному сигналу, 3) соотношения задержек компаратора и буфера. Также учитывается возможная асимметрия входного дифференциального сигнала. В данной методике фаза CLKA коррелирует с пороговым уровнем h(0) и весовыми коэффициентами h(k), которые рассчитываются с использованием бинарного алгоритма наименьших средних квадратов (SSLMS). Следовательно, в отличие от [5], появляется возможность использовать DFE эквалайзер любого порядка, увеличивая толерантность приемника к возможным нелинейностям в канале.
ПРИЕМНИК С КОНТРОЛЛЕРОМ ФАЗЫ ВСПОМОГАТЕЛЬНОГО СИНХРОСИГНАЛА
Типичная архитектура приемника показана на рис. 4. Входной тракт состоит из блоков TERM, VGA и CTLE. Блок TERM согласует вход приемника с каналом и передатчиком, обеспечивает достаточный уровень электростатической защиты, осуществляет регулировку уровня постоянной составляющей. Автоматическая регулировка усиления VGA обеспечивает оптимальный размах, а линейный эквалайзер CTLE компенсирует МСИ в средней части частотного спектра входного сигнала. Далее сигнал подается на вход DFE эквалайзера, состоящего из трех трактов Boundary, Data и Auxiliary, тактируемых синхросигналами CLKB, CLKD и CLKA соответственно. Блок способен компенсировать нелинейные затухания входного сигнала без усиления шума и перекрестных помех. Затем зафиксированные данные демультиплексируются и в низкочастотном режиме обрабатываются в блоке восстановления синхронизации CDR и блоке контроля коэффициентов эквалайзеров SSLMS. Блок CDR формирует управляющие коды BCode, DCode и ACode для трех независимых интерполяторов PI, подстраивая частоту и фазу синхросигналов CLKB, CLKD и CLKA. Интерполяторы работают от высокочастотного опорного квадратурного тактового сигнала CLKI/CLKQ, поступающего из блока фазовой автоподстройки частоты PLL. Блок DQC восстанавливает скважность и квадратуру, способствуя улучшению линейности интерполяторов. SSLMS формирует управляющие коды VGACode, CTLECode, DFECode, регулируя амплитуду VGA, глубину эквалайзера CTLE, пороговый уровень и весовые коэффициенты DFE, постоянную составляющую, и т. д.
Контроллер подстройки фазы вспомогательного синхросигнала CLKA, встраиваемый в данный приемник, назван AACC и будет являться посредником между SSLMS и CDR, как показано на рис. 5.
Блок SSLMS использует демультиплексированные данные из Auxiliary и Data. В основе SSLMS заложены уравнения для подстройки порогового уровня:
Eqn003.eps
и коэффициентов DFE эквалайзера:
Eqn004.eps
где µ — коэффициент передачи и sign[e(n)] — знак ошибки.
Схема CDR показана на рис. 6. Блок состоит из бинарного фазового детектора PD, мажоритарной схемы MV, интегрально-пропорционального фильтра PIF, формирователя сдвига фазы SHIFT и декодера TC. Используя демультиплексированные данные из Boundary и Data, фазовый детектор вырабатывает информацию о направлении сдвига синхросигналов приемника. Мажоритарная схема выполняет децимацию, позволяя снизить частоту обработки данных и смягчить временные ограничения для PIF. Цифровой фильтр накапливает информацию для контроля частоты и фазы синхросигналов в интегральном и пропорциональном путях, соответственно. Коэффициенты KI и KP задают полосы пропускания в этих путях. Блок TC декодирует бинарный код с выхода PIF в термокод BCode, DCode, ACode, понятный интерполяторам. Коэффициенты KD и KA задают сдвиг, соответственно DCode и ACode, относительно BCode.
В нормальном режиме работы CDR все его коэффициенты являются константами. Когда контроллер AACC находится в активном состоянии, коэффициент KA будет переменной величиной, варьируя фазу CLKA. Значение h(n, 0), формируемое блоком SSLMS, используется контроллером в качестве входных данных для оценки направления сдвига CLKA. Общий принцип работы контроллера AACC отражает табл. 1. На каждом шаге контроллер анализирует совокупность трех переменных: текущее значение порогового уровня h(n, 0), предыдущее значение порогового уровня h(n − 1, 0) и знак коэффициента приращения sign[а(n − 1)] на предыдущем шаге. Исходя из этих данных формируется текущий знак коэффициента приращения sign[а(n)], увеличивая или уменьшая значение коэффициента KA(n). Если h(n, 0) > h(n − 1, 0) или h(n, 0) = h(n − 1, 0), то знак коэффициента приращения не меняется. Если h(n, 0) < h(n − 1, 0), то знак коэффициента приращения меняется на противоположный. Отметим, что коэффициент KA изменяется на каждом шаге, даже когда h(n, 0) = h(n − 1, 0), что позволяет стимулировать машину состояний к поиску.
На рис. 7 показана реализация AACC. Компаратор сравнивает два 7-битных кода, текущий и предыдущий пороговый уровни h(n, 0) и h(n − 1, 0), соответственно. Логический ноль или единица коэффициента приращения a(n) отражают его знак, зависящий от результата на выходе компаратора и предыдущего значения a(n − 1). Коэффициент KIA задает полосу пропускания контроллера. Данные аккумулируются в 24-разрядном знаковом сумматоре с насыщением, где 7 старших битов отражают коэффициент KA(n). Отметим два момента. Первое: в данной реализации приемника частоты синхросигналов, тактирующих CDR и SSLMS, либо одинаковы, либо кратны друг другу, что не вызывает проблем с синхронизацией данных. Второе: контроллер активизируется после сходимости блоков CDR и SSLMS и по истечении определенного времени останавливается, фиксируя KA.
РЕЗУЛЬТАТЫ МОДЕЛИРОВАНИЯ
Для проверки эффективности предложенной методики проведено моделирование приемника с отключенным и включенным контроллером подстройки фазы вспомогательного синхросигнала. С этой целью дифференциальный 10 Гб/c сигнал сформирован передатчиком, пропущен через канал с затуханием −23 дБ на частоте Найквиста (рис. 8) и подан на вход приемника. Эквалайзер передатчика отключен, и удаление межсимвольной интерференции осуществляется только эквалайзерами приемника. Фаза вспомогательного синхросигнала CLKA искусственно сдвинута на 12 градусов от идеального положения. Результаты моделирования приемника на рис. 9 показывают, что активация контроллера позволяет увеличить раскрытие «глаза» на 1,8 пс (1,8 % от единичного интервала 100 пс) по горизонтали и на 38 мВ по вертикали.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Представлена методика, позволяющая найти оптимальное положение фазы вспомогательного тактового сигнала приемника. На основе этой методики реализован контроллер и встроен в приемник. Результаты моделирования показали увеличение раскрытия глазковой диаграммы на 1,8 % от единичного интервала по горизонтали и на 38 мВ по вертикали. Приемник реализован по технологии КМОП 65 нм и работает от номинального напряжения питания 1 В.
ЛИТЕРАТУРА
1. Payne R., Landman P., Bhakta B. et al. A 6.25-Gb/s Binary Transceiver in 0.13-µm CMOS for Serial Data Transmission Across High Loss Legacy Backplane Channels // IEEE Journal of Solid-State Circuits. 2005. Vol. 40. № 12, pp. 2646–2657.
2. Savoj J., Hsieh K., An F. et al. A Low-power 0.5–6.6Gb/s Wireline Transceiver Embedded in Low-cost 28nm FPGAs // IEEE Journal of Solid-State Circuits. 2013. Vol. 48. № 11, pp. 2582–2594.
3. Pozzoni M., Erba S., Viola P. et al. A Multi-standard 1.5 to 10Gb/s Latch-based 3-tap DFE Receiver with a SSC Tolerant CDR for Serial Backplane Communication // IEEE Journal of Solid-State Circuits. 2009.Vol. 44. № 4, pp. 1306–1315.
4. Zhong F., Quan S., Liu W. et al. A 1.0625 ~ 14.025Gb/s Multi-media Transceiver With Full-rate Source-series-terminated Transmit Driver and Floating-tap Decision-feedback Equalizer in 40nm CMOS //IEEE Journal of Solid-State Circuits. 2011. Vol. 46. № 12, pp. 3126–3139.
5. Won H., Lee J., Yoon T. et al. A 28-Gb/s Receiver With Self-contained Adaptive Equalization and Sampling Point Control Using Stochastic Sigma-tracking Eye-opening Monitor // IEEE Journal of Transactionson Circuit and Systems-I. 2017. Vol. 64. № 3, pp. 664–674.
6. Ларионов А. В. Эквалайзер с решающей обратной связью и активной индуктивностью для высокоскоростного приемника // VII Всероссийская научно-техническая конференция «Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем-2016 (МЭС-2016)» Сборник научных трудов. / Под ред. А. Л. Стемпковского — М.: ИППМ РАН, 2016. Часть III — С. 2–7.
7. Fucuda K., Yamashita H., Yuki M. et al. An 8Gb/s Transceiver With 3x-oversampling 2-threshold Eye-tracking CDR Circuit for −36.8dB Loss Backplane // IEEE International Solid-State Circuits Conference. 2008. SES. 5, pp. 98–99.
Электрический сигнал, передаваемый от передатчика к приемнику по кабелю или печатной плате, деградирует в результате целого ряда причин. Основные физические эффекты, влияющие на сигнал, — это скин-эффект, абсорбция диэлектрика, отражения, перекрестные помехи, электромагнитные взаимодействия. Степень деградации передаваемого сигнала варьируется в зависимости от величины этих эффектов в канале. Следовательно, приемник, основная задача которого восстановить целостность входного сигнала и синхронизовать его с внутренней тактовой системой, должен обладать широким диапазоном толерантности к вышеописанным физическим эффектам. Для достижения этой цели приемник содержит целый ряд адаптивных алгоритмов [1–4], осуществляющих его подстройку под конкретный канал.
Затухание сигнала в канале приводит к возникновению межсимвольной интерференции (МСИ). Для компенсации МСИ приемник содержит в своем составе набор управляемых эквалайзеров. Чем больше МСИ и скорость входных данных, тем актуальнее точность расчета коэффициентов эквалайзеров. Цель работы — повысить точность расчета коэффициентов эквалайзеров приемника.
Важный фактор влияния на точность коэффициентов — подход к фиксации данных на входе первых защелок приемника. Существует два основных подхода. В первом случае [1–2] приемник осуществляет выборку в моменты переходов данных из нуля в единицу и обратно (edge-based equalization). Поскольку эта выборка и так требуется для восстановления синхронизации между входными данными и тактовым сигналом приемника, этот подход экономит значительную мощность. Однако горизонтальный дребезг входного сигнала наряду с МСИ содержит целый ряд дополнительных источников шума, что влияет на точность расчета. Второй подход [3–4] основан на сравнении вертикального размаха данных с перестраиваемым эталонным напряжением (level-based equalization), что позволяет фиксировать более актуальную информацию, поскольку вертикальный шум меньше. Хотя этот подход более энергоемкий, он более эффективен для каналов с большим коэффициентом затухания.
На точность коэффициентов также влияет положение синхросигнала, осуществляющего выборку. В [5] предложен метод поиска оптимального положения фазы синхросигнала. Однако алгоритм обработки данных для расчета коэффициентов эквалайзеров приемника в данной работе основан на сканировании контура глазковой диаграммы (BER-based receiver). Данный алгоритм не позволяет использовать эквалайзер с решающей обратной связью (DFE) выше 1-го порядка, поскольку расчет коэффициентов для более высоких порядков не очевиден. Это уменьшает толерантность приемника к возможным нелинейностям в канале, ограничивая в применении.
В параграфе 2 подробно формулируется проблема, а также представлена методика ее решения. В параграфе 3 описана общая архитектура приемника и аппаратная реализация контроллера для адаптивной подстройки фазы вспомогательного тактового сигнала. В параграфе 4 представлены результаты моделирования и сравнительный анализ полученных данных.
ПРОБЛЕМА И МЕТОДИКА ЕЕ РЕШЕНИЯ
Для понимания сути проблемы необходимо рассмотреть работу DFE эквалайзера, центрального узла приемника, имеющего в своем составе первые защелки на пути входного сигнала. На рис. 1 показана схема высокоскоростного DFE [6], используемая в приемнике. С целью увеличения скорости обработки данных эквалайзер содержит два параллельных идентичных конвейера, работающих на половинной частоте (half-rate). Один — для обработки четных (EVEN), другой — для обработки нечетных (ODD) импульсов входной последовательности данных. Для простоты опишем работу только конвейера EVEN.
Сигнал z(n), имеющий определенную порцию МСИ, поступает на вход DFE, где n промежуток времени, соответствующий одному единичному интервалу UI (Unit Interval). Для EVEN конвейера интересны только четные данные z(2n). Выходной сигнал сумматора weven(2n) — это восстановленный сигнал, полученный путем вычитания продукта обратной связи из входного сигнала:
Eqn001.eps
где h(k) — весовые коэффициенты для каждого порядка эквалайзера.
Для подстройки весовых коэффициентов требуется определить ошибку e(n). С этой целью в эквалайзер встроены компараторы, выполняющие сравнение текущего уровня выходного сигнала сумматора с пороговым уровнем h(0). Поскольку система является высокоскоростной, с целью снижения нагрузки на сумматоры каждый конвейер имеет только один компаратор. Конвейер EVEN проводит проверку для позитивных данных (единиц), а конвейер ODD для негативных данных (нулей). С этой целью на вход компаратора в конвейер EVEN пороговый уровень h(0) подается прямо, а в конвейер ODD инверсно. Уравнение для определения ошибки в EVEN конвейере:
Eqn002.eps
На рис. 2 показана диаграмма сигналов конвейера EVEN после сходимости всех алгоритмов приемника. Информация фиксируется тремя синхросигналами. CLKD фиксирует сигнал deven(2n) по центру, формируя исходные переданные по каналу данные. CLKB фиксирует сигнал deven(2n) в моменты переключений, формируя данные, необходимые для синхронизации входного сигнала с внутренней тактовой системой. CLKA фиксирует сигнал eeven(2n) по центру, формируя данные необходимые для восстановления целостности входного сигнала. В момент выборки CLKD размах сигнала deven(2n) будет соответствовать эталонному уровню h(0), а в момент выборки CLKA размах сигнала eeven(2n) будет равен нулю.
Из рис. 2 видно, что неправильная позиция вспомогательного синхросигнала CLKA вызовет ошибку Δe. Следовательно, значения весовых коэффициентов h(k) будут не оптимальны, снижая эффективность системы по восстановлению целостности входного сигнала. Существует целый ряд причин, приводящих к возникновению ошибки: 1) положение синхросигнала CLKA определено квадратурой к CLKB, то есть фазы сдвинуты друг относительно друга на 90°. Квадратура может быть нарушена, например, в силу технологического разброса, как показано на рис. 3; 2) истинность фазы CLKB также не гарантирована. В работе [7] демонстрируется смещение CLKB от идеального значения. Причина в возможном асимметричном распределении детерминированного джиттера входного сигнала; 3) задержка компаратора и буфера на рис. 1. не идентичны. Время распространения от weven(2n) к deven(2n) и eeven(2n) может быть различным; 4) возможна корреляция данных к помехам на глобальных шинах «земли» и «питания». Это может вызвать асимметрию дифференциального сигнала.
Методика поиска оптимальной фазы вспомогательного синхросигнала CLKA, предложенная в данной работе, основана на мониторинге порогового уровня h(0). Ошибка Δe на рис. 2. приводит к тому, что регистрируемая системой величина МСИ входного сигнала z(n) будет казаться больше, чем есть на самом деле. Суммарное значение h(k) будет завышено, а значение h(0) занижено. Суть методики сводится к поиску максимального значения hMAX(0) путем принудительного варьирования фазы CLKA в диапазоне, перекрывающем возможное отклонение от идеальной позиции. Положение фазы CLKA, при котором пороговое напряжение h(0) будет максимальным, означает, что ошибка e0 минимизирована и коэффициенты h(k) приближены к оптимальному значению. При таком подходе исчезает зависимость значения коэффициентов h(k) от: 1) соотношения фазы CLKA к фазе CLKB, 2) положения фазы CLKB к входному сигналу, 3) соотношения задержек компаратора и буфера. Также учитывается возможная асимметрия входного дифференциального сигнала. В данной методике фаза CLKA коррелирует с пороговым уровнем h(0) и весовыми коэффициентами h(k), которые рассчитываются с использованием бинарного алгоритма наименьших средних квадратов (SSLMS). Следовательно, в отличие от [5], появляется возможность использовать DFE эквалайзер любого порядка, увеличивая толерантность приемника к возможным нелинейностям в канале.
ПРИЕМНИК С КОНТРОЛЛЕРОМ ФАЗЫ ВСПОМОГАТЕЛЬНОГО СИНХРОСИГНАЛА
Типичная архитектура приемника показана на рис. 4. Входной тракт состоит из блоков TERM, VGA и CTLE. Блок TERM согласует вход приемника с каналом и передатчиком, обеспечивает достаточный уровень электростатической защиты, осуществляет регулировку уровня постоянной составляющей. Автоматическая регулировка усиления VGA обеспечивает оптимальный размах, а линейный эквалайзер CTLE компенсирует МСИ в средней части частотного спектра входного сигнала. Далее сигнал подается на вход DFE эквалайзера, состоящего из трех трактов Boundary, Data и Auxiliary, тактируемых синхросигналами CLKB, CLKD и CLKA соответственно. Блок способен компенсировать нелинейные затухания входного сигнала без усиления шума и перекрестных помех. Затем зафиксированные данные демультиплексируются и в низкочастотном режиме обрабатываются в блоке восстановления синхронизации CDR и блоке контроля коэффициентов эквалайзеров SSLMS. Блок CDR формирует управляющие коды BCode, DCode и ACode для трех независимых интерполяторов PI, подстраивая частоту и фазу синхросигналов CLKB, CLKD и CLKA. Интерполяторы работают от высокочастотного опорного квадратурного тактового сигнала CLKI/CLKQ, поступающего из блока фазовой автоподстройки частоты PLL. Блок DQC восстанавливает скважность и квадратуру, способствуя улучшению линейности интерполяторов. SSLMS формирует управляющие коды VGACode, CTLECode, DFECode, регулируя амплитуду VGA, глубину эквалайзера CTLE, пороговый уровень и весовые коэффициенты DFE, постоянную составляющую, и т. д.
Контроллер подстройки фазы вспомогательного синхросигнала CLKA, встраиваемый в данный приемник, назван AACC и будет являться посредником между SSLMS и CDR, как показано на рис. 5.
Блок SSLMS использует демультиплексированные данные из Auxiliary и Data. В основе SSLMS заложены уравнения для подстройки порогового уровня:
Eqn003.eps
и коэффициентов DFE эквалайзера:
Eqn004.eps
где µ — коэффициент передачи и sign[e(n)] — знак ошибки.
Схема CDR показана на рис. 6. Блок состоит из бинарного фазового детектора PD, мажоритарной схемы MV, интегрально-пропорционального фильтра PIF, формирователя сдвига фазы SHIFT и декодера TC. Используя демультиплексированные данные из Boundary и Data, фазовый детектор вырабатывает информацию о направлении сдвига синхросигналов приемника. Мажоритарная схема выполняет децимацию, позволяя снизить частоту обработки данных и смягчить временные ограничения для PIF. Цифровой фильтр накапливает информацию для контроля частоты и фазы синхросигналов в интегральном и пропорциональном путях, соответственно. Коэффициенты KI и KP задают полосы пропускания в этих путях. Блок TC декодирует бинарный код с выхода PIF в термокод BCode, DCode, ACode, понятный интерполяторам. Коэффициенты KD и KA задают сдвиг, соответственно DCode и ACode, относительно BCode.
В нормальном режиме работы CDR все его коэффициенты являются константами. Когда контроллер AACC находится в активном состоянии, коэффициент KA будет переменной величиной, варьируя фазу CLKA. Значение h(n, 0), формируемое блоком SSLMS, используется контроллером в качестве входных данных для оценки направления сдвига CLKA. Общий принцип работы контроллера AACC отражает табл. 1. На каждом шаге контроллер анализирует совокупность трех переменных: текущее значение порогового уровня h(n, 0), предыдущее значение порогового уровня h(n − 1, 0) и знак коэффициента приращения sign[а(n − 1)] на предыдущем шаге. Исходя из этих данных формируется текущий знак коэффициента приращения sign[а(n)], увеличивая или уменьшая значение коэффициента KA(n). Если h(n, 0) > h(n − 1, 0) или h(n, 0) = h(n − 1, 0), то знак коэффициента приращения не меняется. Если h(n, 0) < h(n − 1, 0), то знак коэффициента приращения меняется на противоположный. Отметим, что коэффициент KA изменяется на каждом шаге, даже когда h(n, 0) = h(n − 1, 0), что позволяет стимулировать машину состояний к поиску.
На рис. 7 показана реализация AACC. Компаратор сравнивает два 7-битных кода, текущий и предыдущий пороговый уровни h(n, 0) и h(n − 1, 0), соответственно. Логический ноль или единица коэффициента приращения a(n) отражают его знак, зависящий от результата на выходе компаратора и предыдущего значения a(n − 1). Коэффициент KIA задает полосу пропускания контроллера. Данные аккумулируются в 24-разрядном знаковом сумматоре с насыщением, где 7 старших битов отражают коэффициент KA(n). Отметим два момента. Первое: в данной реализации приемника частоты синхросигналов, тактирующих CDR и SSLMS, либо одинаковы, либо кратны друг другу, что не вызывает проблем с синхронизацией данных. Второе: контроллер активизируется после сходимости блоков CDR и SSLMS и по истечении определенного времени останавливается, фиксируя KA.
РЕЗУЛЬТАТЫ МОДЕЛИРОВАНИЯ
Для проверки эффективности предложенной методики проведено моделирование приемника с отключенным и включенным контроллером подстройки фазы вспомогательного синхросигнала. С этой целью дифференциальный 10 Гб/c сигнал сформирован передатчиком, пропущен через канал с затуханием −23 дБ на частоте Найквиста (рис. 8) и подан на вход приемника. Эквалайзер передатчика отключен, и удаление межсимвольной интерференции осуществляется только эквалайзерами приемника. Фаза вспомогательного синхросигнала CLKA искусственно сдвинута на 12 градусов от идеального положения. Результаты моделирования приемника на рис. 9 показывают, что активация контроллера позволяет увеличить раскрытие «глаза» на 1,8 пс (1,8 % от единичного интервала 100 пс) по горизонтали и на 38 мВ по вертикали.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Представлена методика, позволяющая найти оптимальное положение фазы вспомогательного тактового сигнала приемника. На основе этой методики реализован контроллер и встроен в приемник. Результаты моделирования показали увеличение раскрытия глазковой диаграммы на 1,8 % от единичного интервала по горизонтали и на 38 мВ по вертикали. Приемник реализован по технологии КМОП 65 нм и работает от номинального напряжения питания 1 В.
ЛИТЕРАТУРА
1. Payne R., Landman P., Bhakta B. et al. A 6.25-Gb/s Binary Transceiver in 0.13-µm CMOS for Serial Data Transmission Across High Loss Legacy Backplane Channels // IEEE Journal of Solid-State Circuits. 2005. Vol. 40. № 12, pp. 2646–2657.
2. Savoj J., Hsieh K., An F. et al. A Low-power 0.5–6.6Gb/s Wireline Transceiver Embedded in Low-cost 28nm FPGAs // IEEE Journal of Solid-State Circuits. 2013. Vol. 48. № 11, pp. 2582–2594.
3. Pozzoni M., Erba S., Viola P. et al. A Multi-standard 1.5 to 10Gb/s Latch-based 3-tap DFE Receiver with a SSC Tolerant CDR for Serial Backplane Communication // IEEE Journal of Solid-State Circuits. 2009.Vol. 44. № 4, pp. 1306–1315.
4. Zhong F., Quan S., Liu W. et al. A 1.0625 ~ 14.025Gb/s Multi-media Transceiver With Full-rate Source-series-terminated Transmit Driver and Floating-tap Decision-feedback Equalizer in 40nm CMOS //IEEE Journal of Solid-State Circuits. 2011. Vol. 46. № 12, pp. 3126–3139.
5. Won H., Lee J., Yoon T. et al. A 28-Gb/s Receiver With Self-contained Adaptive Equalization and Sampling Point Control Using Stochastic Sigma-tracking Eye-opening Monitor // IEEE Journal of Transactionson Circuit and Systems-I. 2017. Vol. 64. № 3, pp. 664–674.
6. Ларионов А. В. Эквалайзер с решающей обратной связью и активной индуктивностью для высокоскоростного приемника // VII Всероссийская научно-техническая конференция «Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем-2016 (МЭС-2016)» Сборник научных трудов. / Под ред. А. Л. Стемпковского — М.: ИППМ РАН, 2016. Часть III — С. 2–7.
7. Fucuda K., Yamashita H., Yuki M. et al. An 8Gb/s Transceiver With 3x-oversampling 2-threshold Eye-tracking CDR Circuit for −36.8dB Loss Backplane // IEEE International Solid-State Circuits Conference. 2008. SES. 5, pp. 98–99.
Отзывы читателей
